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什么是開關時間？
開關時間(Switch Time)或切換時間指的是開關從“導通”狀態轉變為“截止”狀態或者從“截止”狀態轉變為“導通”狀態所需要的時間。具體來講是指從DUT接收到通道切換命令，到在被切換到的通道上信號的功率達到滿幅度值的90%的時間。
圖7: 開關時間測試
實驗室驗證分析
針對于實驗室的測試，根據通常會考慮使用高帶寬高速示波器來進行測試。測試方法是在兩個通道同時獲取DUT控制信號和射頻信號，并測量DUT控制信號的跳變沿和射頻信號到達相應功率值時刻的時間差。
驗證測試中示波器帶寬對于開關時間測試的影響
對于示波器而言，最關心的一個指標就是帶寬。帶寬描述了從探針或測試夾具前端到ADC，輸入信號幅值損失最小時，可以通過模擬前端的頻率范圍。帶寬被定義為一個正弦波輸入，通過示波器后測得其原始幅值70.7%的頻率，也稱為-3dB點。在大多數情況下，我們建議示波器的帶寬是被測信號中最高頻率分量的2到5倍，將捕獲的信號幅度誤差影響降低到最小 (帶寬要求=(2~5)*頻率)。
對于射頻開關的實驗室開關時間驗證測試，需要進行DUT控制信號與射頻開關輸出信號達到對應功率值時刻的時間差，因此對于兩者而言，上升時間測量是其中的關鍵。
圖8顯示了一個500MHz范圍測量高斯模型的階躍響應。當階躍相應的最高頻率是4倍于儀器帶寬時（紅色曲線），我們看到的基本上僅是示波器的階躍響應而不是輸入信號的階躍響應。因此在進行上升時間測量中有相當大的誤差(416%)。被測信號與示波器(黃色曲線)具有相同帶寬時，仍然會導致嚴重的誤差（40%）。我們可以看到，在被測信號頻率是示波器帶寬的1/3(綠色曲線)時，上升時間測試結果將相對準確（僅4.4%）。所以一個很好的經驗方法是選擇一個至少是最高頻率3倍的模擬帶寬的示波器。
圖8：500MHz帶寬示波器對于不同階躍響應的曲線
NI提供從400MHz到高達5GHz帶寬、分辨率從8位到14位的多種示波器選擇，滿足不同應用下的測試任務。配合功能強大的交互式面板，實現實驗室驗證性測試進行界面友好的調試，并同時搭配多種語言支持的API，如LabVIEW，C，Python等，實現快速實驗室的自動化測試開發。
利用PXI高精度同步機制實現高速量產測試
在實驗室驗證測試中使用高帶寬示波器可進行快速的波形查看及上升時間計算，但是這個方法在量產測試中即使能夠滿足測試需求，但是面對量產中成本和測試時間上的要求，價格不菲的高帶寬的示波器在系統成本上是一個巨大的開銷；同時DUT的射頻輸出在系統連接線設計上，除了要接入射頻儀器外，還需要額外將輸出接入到示波器上，這樣將增加了系統的復雜度。因此，在量產測試中，我們會考慮其他設計方法。
進行開關時間量產測試時，我們使用帶PPMU功能的NI Digital Pattern基于向量的數字儀器PXIe-6570，并配合NI VST矢量信號收發儀進行系統設計。PXIe-6570包含具有觸發和Pattern排序的深度板載內存。通過基于向量的Pattern，它可將芯片編程到已知狀態。而最重要的是，基于PXIe總線的測試平臺設計了高精度、低延時的定是同步機制，這樣的指標對于兩個模塊之間同步觸發的問題得到了很好的解決。
基于PXI的高精度同步觸發
NI為PXI和PXI Express機箱提供了定時和同步解決方案。 最新的PXI Express對PXI平臺進行了改革，在保留向后兼容的同時，針對測量I/O設備，提供了比PXI-1更強大的同步功能。 具體體現在：
● PXI Express保留了原始的PXI規范中的10 MHz背板時鐘，以及單端PXI觸發總線和長度匹配的PXI星形觸發信號。
● PXI Express還在背板上增加了100 MHz差分時鐘和差分星形觸發，提供增強的抗噪音能力和業界領先的同步精度（分別為250 ps和500 ps的模塊間延遲差）。 NI定時和同步模塊充分利用PXI和PXI Express機箱中的高級定時和觸發技術優勢。
圖 9：基于PXI的定時同步機制
在量產測試系統設計上，我們也充分利用了PXI平臺觸發總線的高準確度、低延時特性。如圖10所示，基于向量的數字儀器PXIe-6570在給出控制命令的同時，產生一個事件觸發脈沖，這個脈沖通過PXI總線傳送到VST，觸發VST開始采集射頻信號。在系統中逐個檢查射頻信號采樣值的幅度，比較可得到第一個幅度滿足要求的采樣點，并且由于射頻信號采集的開始時刻就是開關切換的時刻，與滿足要求采樣點時間差乘以采樣周期就可以得到切換時間 。
通過這樣的方式將極大提升儀器的復用率，而不需要額外示波器進行測試，降低了測試成本，并且也減少了儀器間切換的時間，提升測試效率。
圖10：基于向量的數字儀器及VST的開關時間測試
諧波Harmonic
諧波行為由非線性器件引起，會導致在比發射頻率高數倍的頻率下產生輸出功率。由于許多無線標準對帶外輻射進行了嚴格的規定，所以工程師會通過測量諧波來評估RF或FEM是否違反了這些輻射要求。
測量諧波功率的具體方法通常取決于RF的預期用途。對于通用RF等器件備來說，諧波測量需要使用連續波信號來激勵DUT，并測量所生成的不同頻率的諧波的功率。另外，測量諧波功率通常需要特別注意信號的帶寬特性。
使用連續波激勵測量諧波
使用連續波激勵測量諧波需要使用信號發生器和信號分析儀。對于激勵信號，需要使用信號發生器生成具有所需輸出功率和頻率的連續波。信號發生器生成激勵信號后，信號分析儀在數倍于輸入頻率的頻率下測量輸出功率。常見的諧波測量有三次諧波和五次諧波，分別在3倍和5倍的激勵頻率下進行測量。
RF信號分析儀提供了多種測量方法來測量諧波的輸出功率。一個直截了當的方法是將分析儀調至諧波的預期頻率，并進行峰值搜索以找到諧波。例如，如果要測量生成1GHz信號時的三次諧波，則三次諧波的頻率就是3GHz。
測量諧波功率的另一種方法是使用信號分析儀的零展頻（zero span）模式在時域中進行測量。配置為零展頻模式的信號分析儀可以有效地進行一系列功率帶內測量，并將結果以時間的函數形式表現出來。在此模式下，可以在時域上測量選通窗口中不同頻率的功率，并使用信號分析儀內置的取平均功能進行計算。
除此之外，在射頻開關芯片的測試條件中一般規定了較大的輸入功率，因此需要外加射頻功率放大器將信號發生器的功率進行放大后給被測器件。
使用高功率模塊及矢量信號收發儀VST進行量產測試
在量產測試中，信號分析儀相對較高，因此依然可以使用矢量信號收發儀搭配高功率模塊來實現，最大化復用之前測試項所使用的儀器。
VST生成的單音射頻信號，經NI的高功率模塊（NI 5534）放大，輸出功率可達38dBm，放大后的信號經低通濾波達到被測器件，被測器件的輸出信號濾除主頻成分后，剩下的諧波成分通過輔助開關送入NI高功率模塊（NI 5534）的接收路徑，經衰減后送入VST。
互調失真IMD
互調失真理論
為了理解IMD，我們需要回顧一下非線性系統的多音信號理論。雖然單音激勵信號會在該信號頻率的每個倍數處產生諧波行為，但是多音信號產生的非線性產物需要在更寬的頻率范圍才會出現。
如圖11所示，DUT輸出端的二階失真產物出現在輸入信號頻率每個倍數的頻率處。f2 - f1, 2f1, f1 + f2,和2f2處產生的失真產物包含每個輸入音的二次諧波以及兩個輸入音頻率相加和相減頻率處的失真產物。
圖11： IMD理論
三階失真描述的是一階基音信號和每個二階失真產物之間的相互作用。事實上，通過數學計算，可以看到兩個特定的三階失真出現在接近基音頻率的頻率下。以一個實際應用為例，當DUT發送調制信號時，三階失真作為帶內失真出現在鄰近感興趣頻帶的地方。
IMD測量描述的是基音和相鄰三階失真之間的功率差的比率，用dB表示。IMD測量的一個重要特征是一階和三階失真之間的功率比完全取決于每個音的絕對功率電平。
在許多器件的線性工作區域中，一階音和三階失真產物的比率常常很高。然而，隨著基音輸入功率的增加，三階失真產物也隨之增加。實際上，基音的功率每增加1 dB，互調失真產物會增加3 dB。
理論上，由于三階失真產物功率的增加速度會比基音功率增加的速度更快，所以兩種類型的信號在功率電平上最終相等，如圖18所示。從理論上來講，基音和三階失真產物功率相等的點為截斷點，這個點也稱為三階截點（TOI或IP3）。
使用PXI信號分析儀測量IMD和TOI
互調失真（IMD）和三階截點（TOI）是NI-RFSA軟件前面板（SFP）的內置測量功能。進行這些測量時，可以將信號分析儀的頻率設置為以兩個基音為中心頻率，以確保可以看見高于本地噪聲的三階失真產物。在NI-RFSA SFP上選擇檢測音，生成測量結果。NI-RFSA SFP會自動識別基音的功率差以及三階失真產物的功率差，并顯示正確的測量結果。有關PXI RF信號分析儀的更多信息，請訪問ni.com/rf/test。
圖 12： 基音信號功率每增加1 dB，三階失真產物功率增加3 dB
實際上，IP3/TOI是計算所得而非測量所得的結果。一階產物和三階產物之間的功率增加比是3:1，利用以下公式可以計算出IP3。
TOI是衡量射頻前端性能的重要指標，因為IMD比率取決于功率電平。TOI的測量將IMD性能的要素與絕對功率電平相結合，并通過一個數字來表示性能。
IMD測量配置
根據IMD測量理論，執行該測量需要雙音激勵信號。在大多數應用中，配置雙音激勵信號的首選方法是將RF信號發生器連接至RF功率組合器，如圖13 所示。
圖13： IMD測量需要連接至功率組合器的兩個信號產生器
由于IMD是一種常見的測量方式，許多RF信號分析儀具有內置測量功能來測量IMD或IMD/TOI。事實上，NI-RFSA SFP可以自動檢測基音和三階失真產物，并計算出IMD比。
